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采用噪声消除技术的3~5 GHz CMOS超宽带LNA设计

采用噪声消除技术的3~5 GHz CMOS超宽带LNA设计

2002年2月,美国联邦通信委员会( FCC)为超宽带无线通信系统规划了3.1 - 10.6GHz的频谱资源,引起了全球性的研究热潮。超宽带技术具有低功耗、高数据传输速率、抗干扰性强等优点。超宽带低噪声放大器是超宽带无线接收前端系统中的第一个模块。它影响着整个系统的带宽、噪声、功耗等性能。本文设计的CMOS低噪声放大器适用于工作频段为3~5GHz的超宽带系统。文章从LNA结构的选取开始,然后进行电路分析与设计及仿真,最后对仿真结果进行分析和总结。1 超宽带LNA结构选取传统的宽带LNA的设计中,常采用分布式和平衡放大器技术。此两者为了获得较好的宽频特性和输入匹配,需要消耗较大的直流功耗。因此,不适合应用于UWB系统。目前,在超宽带LNA设计中应用较多的是带通滤波器输入匹配结构和并联电阻负反馈结构。前者拥有较大的带宽、平坦的增益和良好的噪声性能。但需要在输入端加入阶数较高的带通滤波器以展宽频带。后者通过引入电阻反馈回路,降低输入端品质因子,从而扩展频带。本文以后者为基础,采用噪声消除技术优化噪声系数。图1给出了所采用电路结构的示意图。图1中,电路的主放大部分是并联负反馈Cas2code结构。C1、C2 和C3 为片内隔直电容, Rf 为反馈电阻, Cf 为反馈回路上的隔直电容。Lg 和L1 为窄带LNA的输入匹配网络。M1 是共源结构,为主放大管,电路的噪声系数和输入匹配取决于该管。M2为共栅结构,主要作用是提供较大的反向隔离度和抑制M1 的密勒效应。L2、Rd 和Cd 采用并联结构形成低Q值负载扩展输出带宽。M3 和M4 构成源极跟随器,形成输出级。M1、M2、M3、M4 共同构成前馈噪声消除结构。图1 中省略了偏置电路, Vbias_1、Vbias_2为偏置电压。图1 低噪放电路结构示意图2 电路分析与设计2. 1 宽带输入匹配分析在图1中,除去输出缓冲器M3 管。由于M1、M2 和L1 形成的电感退化结构将输入电压转化为输出电流,故可等效成跨导为Gm 的跨导级。由此可得主放大电路的小信号等效电路,。Gm级的等效可参见文献[ 5 ]。这里将M2 看作理想电流传输器,忽略其二级效应, 以得到有意义的结论。图2中, Cgs1为M1 的栅源电容, Z4 ( s)为M4 前馈回路的输入阻抗, L2、Rd 和Cd 组成负载阻抗。Gm1为M1 的跨导。对图2中X 点的对地阻抗分析可知:其中:M4 前馈回路的输入阻抗可表示为:因此LNA的输入阻抗表达式为:由于式(9)过于复杂,故用Matlab数值分析代替表达式分析。在仿真工艺和可行的电路参数的条件下,得到图3的计算结果。可见在3~5 GHz范围内, Zin的实部非常接近50Ω,同时其虚部在4. 2 GHz附近等于0,而且Zin的幅值距离50Ω亦不

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